BEY-HAN Overdrive: un pedal overdrive MOSFET de 18 V inspirado en el Marshall JVM

BEY-HAN Overdrive es un pedal de guitarra que diseñé inspirándome en el canal OD del Marshall JVM410H. Usa cuatro MOSFET BS170 para imitar el carácter de saturación de un preamplificador a válvulas, funciona internamente a unos 17 V (duplicados a partir de 9 V) para tener más headroom y todos sus componentes son de inserción (through-hole), así que cualquiera con un soldador puede montarlo. La placa mide 84 × 70 mm, tiene dos capas y cabe en una caja Hammond 1590BB.

En este artículo recorro el circuito etapa por etapa, después cómo se diseñó la placa, qué cambió de la Rev 1 a la Rev 2.2 y por qué, y cómo verifiqué el diseño. El proyecto está dibujado en KiCad 10; para este artículo regeneré los renders 3D y volví a ejecutar las comprobaciones con kicad-cli directamente desde los archivos de la placa.

¿Por qué MOSFET, por qué 18 V?

El overdrive de válvulas suena distinto de la distorsión de transistores: la saturación empieza de forma suave, la señal se recorta de forma asimétrica y los armónicos pares (2.º, 4.º) son prominentes. La curva de transferencia casi cuadrática de un JFET o un MOSFET se parece mucho más a ese comportamiento que un par de diodos. El BS170 es un MOSFET de canal N barato y omnipresente en encapsulado TO-92, y todas las etapas de ganancia de este pedal están construidas con él.

Los 18 V tienen que ver con el headroom. Una etapa MOSFET alimentada a 9 V comprime pronto incluso la señal limpia: el tono se vuelve turbio y desaparece la zona "limpia pero cálida" con poca ganancia. El pedal eleva internamente los 9 V a unos 17 V con una bomba de carga. En simulación, todas las etapas conservan al menos 5 V de excursión incluso en el peor caso.

La ruta de la señal

Buffer de entrada

La señal de la guitarra llega primero a la mitad de un TL072 (U2A). El amplificador operacional funciona como seguidor de tensión; su entrada está conectada a media alimentación (VB = VCC/2) a través de 1M y, con la resistencia de pulldown de 1M delante, la impedancia de entrada es de 500 kΩ. Es lo bastante alta para pastillas pasivas, y el seguidor ofrece una impedancia de salida baja para atacar lo que viene después.

Q1: la primera etapa de ganancia

La salida del buffer pasa por 47 nF y 68k hasta la puerta de Q1. Los 68k son una resistencia de puerta (gate stopper) que doma la RF y las oscilaciones. Q1 tiene una resistencia de drenador de 10k y 1k + 470 Ω en la fuente, con la parte de 470 Ω desacoplada con 10 µF, de modo que la ganancia en alterna es mayor que la ganancia en continua.

El detalle clave de esta etapa es la polarización. La tensión umbral del BS170 varía de una pieza a otra entre 1 y 3 V. Con una tensión de puerta fija, cada placa necesitaría un trimmer. En su lugar usé polarización por realimentación de drenador: la puerta se alimenta desde el drenador a través de dos resistencias de 1M cuyo punto medio está desacoplado a masa con 100 nF. En continua, la etapa encuentra su propio punto de trabajo (si el drenador sube, la puerta sube, el transistor conduce más y el drenador vuelve a bajar); en alterna, el condensador cortocircuita la realimentación, así que la ganancia no cae. El pedal no tiene ningún trimmer.

GAIN y bright

El drenador de Q1 alimenta el extremo superior del potenciómetro GAIN (B500k) a través de 22 nF. Entre el terminal superior y el cursor hay un condensador de 100 pF: el clásico condensador bright que deja que los agudos esquiven el potenciómetro con ajustes de ganancia bajos. Después del potenciómetro, la señal llega a Q2 a través de 470k ‖ 470 pF, el mismo acoplamiento que se encuentra en los preamplificadores Marshall, que recorta un poco los graves y adelanta los medios altos.

Q2: la etapa fría y MODE

Q2 funciona deliberadamente en frío: una resistencia de drenador de 33k y 1k + 3,3k en la fuente. Al consumir poca corriente, esta etapa recorta pronto un lado de la forma de onda. El condensador de 4,7 µF que desacopla la parte de 3,3k de la resistencia de fuente está conectado al conmutador MODE:

• OD1 (conmutador abierto): sin desacoplo, menos ganancia. Limpio hasta aproximadamente la mitad del potenciómetro; después se abre.
• OD2 (conmutador cerrado): con desacoplo, más ganancia; crunch incluso con ajustes de ganancia bajos.

Con el conmutador abierto, R42 de 100k mantiene cargado el condensador, así que cambiar MODE no produce chasquidos. El condensador de 1 nF en el drenador de Q2 es el primer filtro de agudos.

El selector CLIP

Después de Q2, la señal llega al conmutador CLIP de tres posiciones a través de 10k:

La posición Si es simétrica a propósito; la asimetría la aporta Q3. Los LED quedan dentro de la caja y no se ven en la tapa.

Q3: recorte asimétrico

Q3 también usa polarización por realimentación de drenador, pero además su puerta está conectada a masa a través de 2,2M. En la Rev 2 esa resistencia era de 1M. Con 2,2M, Q3 funciona algo caliente y recorta las dos mitades de la forma de onda en puntos distintos. En simulación, con la distorsión al máximo, la relación entre armónicos pares e impares pasó de 0,24-0,33 a 0,7-1,6. Un solo valor de resistencia, y el equilibrio armónico se acerca mucho más al de un preamplificador a válvulas.

Q4: seguidor de fuente

El drenador de Q3 está acoplado en continua a la puerta de Q4 (a través de 10k, sin condensador). Es el equivalente MOSFET del seguidor de cátodo que hay antes del tone stack en los amplificadores Marshall: Q4 no aporta ganancia de tensión, pero ataca el tone stack pasivo desde una impedancia baja, de modo que la ganancia de las etapas anteriores no cambia por mucho que el tone stack la cargue.

El tone stack Marshall

Después de la fuente de Q4 y de un condensador de acoplamiento de 1 µF viene el clásico tone stack TMB de Marshall: 470 pF en agudos, 22 nF en graves y medios, una resistencia de pendiente de 33k; TREBLE B250k, BASS B250k, MIDDLE B25k. Esta red tiene personalidad propia: los tres potenciómetros interactúan y, aun con todos a mediodía, hay una caída apreciable en los medios. Parte del sonido Marshall sale directamente de aquí.

Recuperación y PRESENCE

El tone stack pierde mucho nivel. Para recuperarlo, la segunda mitad del TL072 (U2B) funciona como amplificador no inversor con realimentación de 4,7k / 22k y 2,2 nF en paralelo con la resistencia de realimentación, de modo que el propio amplificador atenúa ligeramente los agudos extremos.

PRESENCE funciona de forma muy parecida al control de presencia de un amplificador: añade un camino de 2,2k + potenciómetro B50k + 47 nF en el lado de masa de la red de realimentación. A medida que se abre el potenciómetro, la realimentación disminuye en altas frecuencias y la ganancia aumenta; la presencia realza los agudos no ecualizando, sino aflojando la realimentación en función de la frecuencia. En un amplificador, ese control está en el lazo de realimentación de la etapa de potencia; aquí la misma idea vive en el lazo del amplificador operacional.

VOLUME y true bypass

Por último: 10 µF, el potenciómetro VOLUME (B100k), una resistencia en serie de 100 Ω y un pulldown de 100k en la salida. El pulsador 3PDT hace true bypass: con el efecto apagado, el jack de entrada se conecta directamente al jack de salida y el circuito no toca la señal en ningún momento. El tercer polo del pulsador enciende el LED de estado.

Controles

Todos los potenciómetros son de curva B (lineal), porque son los más fáciles de encontrar en potenciómetros Alpha de 9 mm. GAIN y VOLUME necesitan comportarse de forma logarítmica para resultar naturales, así que añadí resistencias de curva entre el cursor y masa: R43 (47k) para GAIN y R44 (10k) para VOLUME. Una resistencia de aproximadamente una décima parte del valor del potenciómetro entre el cursor y masa curva la respuesta de un potenciómetro lineal hacia la de uno logarítmico. Si se dispone de potenciómetros A500k o A100k, estas resistencias simplemente se omiten.

Alimentación: de 9 V a 17 V

La cadena de alimentación requirió tanto cuidado como la ruta de la señal:

1. D1 (1N5817): un diodo Schottky en serie. Si se conecta el adaptador con la polaridad invertida, no pasa nada; el pedal simplemente no funciona. Al ser un Schottky, solo cae ~0,3 V.
2. R45 (22 Ω, 0,5 W) + D10 (BZX85C10): protección contra sobretensión. El chip de la bomba de carga tolera como máximo 10,5 V, mientras que los adaptadores de "9 V" no regulados pueden dar 12-13 V sin carga. El zener de 10 V limita eso. A 12 V, el zener consume unos 77 mA y 0,8 W; a 13 V, 123 mA y 1,2 W; de ahí un zener de 1,3 W y una resistencia en serie de 0,5 W. En uso normal solo caen ~0,3 V en R45.
3. U1 (MAX1044 o ICL7660S): una bomba de carga que normalmente se usa para generar una tensión negativa. Aquí no uso su salida; en su lugar, dos diodos Schottky (D2, D3) la convierten en un duplicador de tensión: mientras la parte inferior del condensador de la bomba oscila entre 0 y 9 V, su parte superior oscila entre 9 y 18 V, y D3 pasa ese pico al raíl V18. Con BOOST conectado, la bomba funciona a unos 35-60 kHz, muy por encima de la banda audible.
4. V18 → VCC → VMOS: resistencias de 10 Ω y 100 Ω con condensadores de 100 µF forman filtros RC que separan las alimentaciones del amplificador operacional y de los MOSFET entre sí y de la bomba. VB es VCC dividida a la mitad por dos resistencias de 47k.
5. D9 (1N4148): entre la salida negativa sin carga de la bomba y masa. Una precaución recomendada en las hojas de datos de Renesas y Maxim: impide que esa salida suba por encima de masa y lleve al chip a un latch-up.

En simulación, el ruido de la bomba en la salida es de -102 dBV a 10 kHz en el peor caso, y de menos de -160 dBV a 45 kHz con BOOST. El pedal entero consume unos 17 mA del adaptador.

La placa

La placa mide 84 × 70 mm, es de FR-4 de 1,6 mm y tiene dos capas. Todas las resistencias van montadas en vertical: ahorra espacio, y es la única forma de meter un circuito de 109 componentes en este tamaño. Los circuitos integrados van en zócalos DIP-8 en lugar de soldados.

La parte más difícil fue la mecánica. Dentro de una 1590BB solo hay entre la placa y la tapa el espacio de un cuerpo de potenciómetro, ~7 mm. En la Rev 1 los potenciómetros estaban en la misma cara que todo lo demás, y los condensadores de 11 mm chocaban con la tapa. En la Rev 2 pasé los potenciómetros y el LED de estado a la cara posterior: los cuerpos de los potenciómetros miran hacia la tapa y todos los demás componentes hacia el interior de la caja. Deliberadamente, no hay patillas de componentes bajo los potenciómetros, de modo que sus cuerpos quedan apoyados planos sobre la placa.

Rev 2.2: un nuevo enrutado

En la Rev 2.2, el circuito, los componentes y los valores son los mismos que en la Rev 2.1; solo cambiaron el cobre y la serigrafía. Volví a enrutar la placa desde cero con fastroute:

• Pistas de alimentación de al menos 0,5 mm en todas partes. En la Rev 2.1, ~29 mm de VCC y ~19 mm de VMOS se estrechaban a 0,15 mm. Con unos pocos mA no era un problema eléctrico, pero las ensanché por robustez y por margen de fabricación.
• Una clase de net "HV" para las nets de 17-18 V: V18, PUMP, VCC y VMOS se mantienen al menos a 0,25 mm de cualquier otro cobre. La única excepción son las propias patillas de Q4: con el paso de 1,27 mm del TO-92, entre drenador y puerta solo puede haber 0,22 mm, y una regla personalizada en beyhan.kicad_dru exime solo eso.
• Muescas para los soportes de los tornillos: en la Rev 2.1, las dos esquinas superiores de la placa caían sobre los soportes de los tornillos de las esquinas de la caja. Ahora las esquinas superiores tienen muescas redondas de 6,1 mm de radio, dimensionadas a partir del plano oficial de Hammond más 0,6 mm para soportes más grandes en cajas clónicas y 0,5 mm de error de posición. Para hacer sitio, C6 pasó a un encapsulado más pequeño, D3 se puso en vertical y C31 pasó de film a cerámico C0G; los valores no cambian.
• La placa queda 1 mm más baja en la caja: unos 1,6 mm de holgura respecto a la pared superior y a los laterales. Los agujeros de los potenciómetros y del LED bajaron 1 mm con ella, y se regeneró la plantilla de taladrado.
• Serigrafía legible: las etiquetas de los circuitos integrados pasaron a la cara frontal, y dentro de los zócalos ahora pone MAX1044 y TL072, con un 1 junto al pin 1. Ambos son DIP-8, e intercambiarlos pondría el MAX1044 a 17 V; la serigrafía está ahí para que ese error sea difícil.
• Las líneas de serigrafía se engrosaron a 0,15 mm, el mínimo de JLCPCB. Se conservaron 161 de las 185 vías de cosido de masa.

Para este artículo volví a comprobar la placa: kicad-cli sch erc informa de cero violaciones, y kicad-cli pcb drc informa de cero pads sin conectar y un único aviso: la huella del zócalo de U1 difiere de la copia de la biblioteca, porque eliminé deliberadamente el marco exterior de serigrafía del zócalo, que quedaba demasiado cerca de la muesca.

Verificación

Antes de encargar las placas probé el circuito en ngspice con una netlist generada a partir del propio esquema, de modo que el circuito que simulé es exactamente el circuito de la placa:

La simulación de Monte Carlo es la verdadera prueba del diseño sin trimmers: aun dando a cada transistor un umbral aleatorio entre 1,0 y 3,0 V, las tensiones de drenador se mantienen entre 6,6 y 12 V.

Montaje y caja

El paquete de pedido está preparado para que el pedal pueda montarse solo con él: notas de montaje, una lista de componentes (incluida una hoja de cálculo para las compras), planos de montaje de las dos caras de la placa con códigos de referencia y con valores, la plantilla de taladrado de la caja, el esquema de cableado del pulsador y el paquete Gerber para subir tal cual a JLCPCB. Los documentos están en turco.

El primer encendido se hace paso a paso: sin los circuitos integrados, comprobar que V9 está en ~8,4 V; después insertar U1 y ver que VCC sube a 16-17 V; luego U2. A continuación, comprobar las tensiones de drenador de los MOSFET y que las salidas de U2 están en torno a VCC/2. En este orden, un error se detecta en el primer paso, antes de que queme un componente caro.

Para la caja hay una plantilla de taladrado que se imprime a escala 100%. La línea de 100 mm que contiene se comprueba con una regla; como las cajas 1590BB clónicas pueden ser 0,5-1 mm más grandes que las de Hammond, la plantilla se alinea con el borde superior y la línea central de la caja.

Elección de componentes

• Los transistores deben ser BS170. El 2N7000 es eléctricamente similar, pero su patillaje está invertido; si se usa, hay que girarlo 180°.
• El ICL7660S es el U1 más seguro: tolera hasta 13 V. El MAX1044 también funciona, pero va justo cuando el limitador zener sube a ~10,9 V con un adaptador de 13 V.
• Los electrolíticos del raíl de 17 V (C6, C7, C9) son de 35 V; los de 25 V habrían trabajado al 70% de su tensión nominal.
• Hay que usar un adaptador de pedal de 9 V regulado. El zener protege frente a sobretensiones breves, pero con una alimentación permanente de 12 V o más se calienta; no es una solución permanente.

Para terminar

Lo que más me satisface de BEY-HAN Overdrive es que acercarse a un sonido de válvulas no exigió componentes caros ni exóticos: cuatro BS170, la polarización adecuada, un cambio de resistencia en Q3 y el tone stack de Marshall, sin cambios desde hace décadas. El resto es paciencia mecánica: pasar los potenciómetros a la cara posterior, hacer muescas en las esquinas para los soportes de los tornillos, dar a las nets de 17 V su propia regla de distancias. El paquete de pedido de la Rev 2.2 está listo, con los archivos fuente de KiCad 10 incluidos.